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作者很懒没有写任何内容
上，然
后由输出放大器缓冲到各自的输出引脚、VMAG和VPHS。通过这种
开环布置，输出电压是测量的增益/相位与
期望设定值之间的差值的简单积分
：其中IFB为反馈电流= (VSET-VCP)/RF, VSET为设定值输入，T为积分时间常数= RFCAVE/K，其中CAVE为内部1.5 pF与外部电容CFLT并联组
合。基本的
连接测量模式AD8302的基本
功能是直接测量增益和相位。当
输出引脚VMAG和VPHS直接连值输入引脚接到反馈设定MSET和PSET时，将调用
缺省斜率和中心点。图4中所示的这个基本
连接称为测量模式。由积分器
强制来自设定点接口的电流等于来
结构AD8302的一般形式如图2所示。主要模块包括两个解调对数放大器、相位检测器、输出放大器、偏置单元和输出参考电压缓冲器。对数放大器和鉴相器对高频信号进行处理，并将电流形式的增益和相位信息传递给输出放大器。输出放大器决定最终增益和相位缩放。外部滤波电容器为各自的输出设置平均时间常数。参考缓冲器提供一个1.80 V的参考电压来跟踪内部缩放常数。每个对数放大器由6个10分贝级联增益级联和7个相关探测器组成。单个增益级具有超过5ghz的3 dB带宽。信号路径完全差分，以减小共模信号和噪声的影响。由于级联增益共60db，微弱的直流偏置会导致后级限，这可能会导致小信号的测量误差。这是通过一个反馈循环来纠正的。该环路的标称高通角频率fHP在内部设置为200mhz，但可以通过向OFSA和OFSB引脚增加外部电容来降低。频率远低于高通角的信号与直流偏移量无法区分，也为零。对数放大器输出的差异是通过电流的形式表示,由等式2类推而得:其中ILA和ISLP分别为对数放大器的输出电流差和特征斜率(电流)。斜率是由一个精确的参考，设计城温度和电源电压不敏感。相位检测器对其两个输入使用完全对称的结构，以保持沿两个信号路径的平衡延迟。完全差分信号再次将对共模扰动的灵敏度降到最低。电流型等效方程3:其中IPD和IΦ分别为相检波器的输出电流和特征斜率。斜率与对数放大器斜率的参考值相同。注意，按照惯例，相位差的取值范围是从180到+180。由于这种类型的鉴相器不区分±90，所以它被认为有一个明确的180相位差范围，可以是0到+180(以+90为中心)，也可以是0到-180(以-90为中心)。两个输出接口的基本结构如图3所示。它接受一个设定值输入，包括一个内部积分/平均电容和一个带增益k的缓冲放大器。对这些设定值的外部访问提供了几种操作模式，并允许灵活地调整增益和相位传输特性。以跨电阻RF为特征的设置点接口块生成与输入引脚、MSET或PSET的电压成比例的电流。为了建立增益和相位函数的中心点(VCP)，在内部引入了900 mV的精确偏移电压，即，对应于增益为0 dB和相位差为90的设定值电压。这个设定值电流从信号电流IIN中减去，IIN来自增益通道中的对数放大器或相位检测器。所产生的差异被集成在MFLT或PFLT的平均电容
安培和相位检测器的信号电流。闭环传递函数四个引脚的内部dc偏置
：时间常数T表示单距正电源，约mV100 需要外部交流耦合到输入信号并接地。对于信号引脚，
耦合电容应在信号频率
上提供可忽略的阻抗。对于接地脚，耦合
极响应按dB缩放的增益和按度缩放的相位函数的包
电容具有两种功能:交流接地和设置内偏置补偿回
络线。一个小的内部电容设置最大的包
路的高通角频率。有一个内部10 pF电容接地，设置最大的角
络带宽约为30兆赫。如果不使用外部CFLT, AD8302可以在
约200兆赫。根据公fHP式 (MHz) = 2/CC(nF)可以降低
此带宽内跟随增益和相位包线。如
转CC为角，其中OFSA或OFSB到地
果需要较长的平均时间， T (ns) =根据3.3 CAVE(pF)，可以
面的总I10pf。对电容，包括内部的NPA和INPB的输入阻
根据需要添LCF加T。为了获得最小超调的最
抗是频率、偏置补偿
佳瞬态响应，建议引脚MFLT和PFL在T上添加1 pF最小值的外部电容。在低频
电容和包寄PfH生的函数。在中等的频率高于,输入
网络的分流电阻与3 kΩ可以2 pF电容器并联。在
更高的频率,分流电阻减少大500Ω约。图6中的Smith图表
显100 MHz到示了3 GHz频率范围内的输入阻
抗。耦合
条件下，由式4和式5给出的增益和相位传递函数
变为如图：5所示。式8b中，PINA和PINB为VINA和VINB在特定参考阻
电容信号侧的宽带电阻端部可用于匹配给定的源阻
抗。终端RT：其中电阻RIN为输入电阻，RS为源阻
抗时的功PRFISL率。对于增益函数，表示的斜率为600mv / decade，或
抗。在较高的频率
者除20db / decade，等于30mv /dB。0 dB以增益的中心点为900mV, 30 dB到+30 dB的范围
下，可能需要进行无功窄带匹配来排除输入阻
抗的无功部分。双对数放大器结构的一个重要特性是，如
覆盖0 V到1.8 V了从的整个电压范围。RFIΦ代
果两个通道频率相同，且具有相同的输入
表相位函数的斜率10 mV /度。90°相位差的中心点为900 mV, 0到180的范围
网络，那么阻抗不匹配和反射损耗本质上成为共模，
因此不会影响相对增益和相位测量。然
覆盖v1.8 V到0从的整个电压范围。0到180的范围
而，这些外部组件的不匹配可能导致测量错误。动
覆盖相同的电压范围，但斜率相反。接口到输入通道两个通道的单
态范围增益
子系统的最大测量范围被限制-30 dB为从到+30 dB分
布的60 dB。这意味着增益和衰减都可以测量。这些限
制是由每个单独检测到的最小和最大电平决定的。AD8302,的对数放大器可以每个对数放大器可以检测输入从-73伏
特分贝(223μV -60 dBm re: 50Ω）
到-13伏,(223 mV特分贝 0 dBm re: 50Ω)]。注意，对数放大器对电压而不是
功率有响应。同等
功率能推断出给定一个阻抗水,平例如,将从
伏特分贝到dBm转换在50Ω系统中,只需添加13分贝。为了
覆盖整个范围，有必要对一个对数放大器应用一个参考电平，该电平
恰好对应于它的中程。AD8302,这个级别是在-43伏
特分贝,对应于-30dbm在50Ω环
境中。另一个通道现在可以从它的低
端扫频，低于中档30分贝，到它的高端扫频，高于中
档30分贝。如果基准从中程偏移，一些测量范围将在
极值处丢失。这种情况可能发生在对数
安培超出了范围，或者到达地面或1.8 V的轨
道时。图7说明了引用通道级别放置的效果。如
果选择比中值低10 dB的参考电压，那么下是限将-20 dB，而不是-30 dB。如
果所选择的引用比基准
高10 dB，则上20 限将为dB，而不是30 dB。
端输入接口是相同的。每个通道的组成为两个
驱INPA和INPB动引脚、和两个ac接地引脚、OFSA和OFSB。所有
自对数
重新定位回其初始0 值dB，只需要对分压器中
较低电阻的接地侧施加适当的电压。该电压可以由外部提供，也可以由引脚VREF上
的内部参考电压导出。的具
体选择R2 = 20 kΩ中心点很
容易调整为0 dB通过连直接接VREF连到R2的低电压
端，如图9所示。斜度的增加现在简化 1 +为R1/10 kΩ。由于这个1.80 V的参考电压来自于确定标称中心点的相同带
符号相反，其传递特性如图5所示。相位检测器响应两个输入通道
隙基准，因此与固定的外部电压相比，它
之间零点交叉的相对位置。在
们随温度、电源和部件间变化的跟踪效
较高的频率下，有限的振幅有限输入的上升
果应该更好。如果在前面的例子中，将斜率加
和下降时间造成了一种模糊的情况，导致在0和180极
倍的中心点移动到0 dB，则=VMAG 范围从 0 V时的15 dB扩展
限处无法进入死区。为了获得最大的相位差
到VMAG = 1.8 V时的15 dB。比
覆盖范围，应该将基准相位差设置为90。幅
较器和控制器模式如
果在图10所示的安排中使用DUT作为要评估的元
度和相位的交叉调制在高频
素，那么AD8302也可以在比较器模式下运行。VMAG和VPHS引脚不再
情况下，由于片上寄生和板级寄生，A、B通道信号
连PMSET和接到SET。增益和相位差比
之间不可避免地会发生非故意的交叉耦合
较的跳点阈值由施TMSE加于引脚和PSET上
。当向AD8302输入端提供的两个信号处于非常不同的电平时，
的电压决定其中GainSP (dB)：和PhaseSP(°)是
交叉耦合引入了相位和幅度响应的
交叉调制。如果这两个信号保持在相同的相对电平，并
且它们之间的相位被调制，那么只有相位输出应该响应。由于相位-幅
值交叉调制，幅值输出
期望的增益和相位阈
呈现残差响应。当调制幅度差时，相对相位保持不
值。如果两个输入通道之间的实际增益和相位与这些
变，即，通过幅相交叉调制，可以观察到预期
阈值不同，VMAG和则VPHS的输出会像比
的幅值响应和残余相响应。这些影响显著于点取决于信号频率和差值的大小。通常，对于小的20 dB的差异，在900mhz时
较器一样切换，即：通过关
交叉调制的影响可以
忽略不计。修改
斜率和中心点默
认的斜率和中心点值可以通过添加外部电阻来修改
。由于输出接口块对于幅度函数和相位函数都
是通用的，因此缩放修改技术对于两个输出都是同
样有效的。图8演示了如何VPHSVMAG和使用从引脚到MSET和PSET引脚的
简单分压器来修改
斜率。斜率的增加是由1 + R1 / (R220 kΩ)。请
注意,可能需要考输入阻MSET虑PSET和抗20 kΩ制造公
差为±20%。在这样的反馈系统中，通常情况下
，包络线带宽降低，从输入端传输的输出噪声增加相同的
因素通过。例如,R1 10kΩ和R2 20 k
后由输出放大器缓冲到各自的输出引脚、VMAG和VPHS。通过这种
开环布置，输出电压是测量的增益/相位与
期望设定值之间的差值的简单积分
：其中IFB为反馈电流= (VSET-VCP)/RF, VSET为设定值输入，T为积分时间常数= RFCAVE/K，其中CAVE为内部1.5 pF与外部电容CFLT并联组
合。基本的
连接测量模式AD8302的基本
功能是直接测量增益和相位。当
输出引脚VMAG和VPHS直接连值输入引脚接到反馈设定MSET和PSET时，将调用
缺省斜率和中心点。图4中所示的这个基本
连接称为测量模式。由积分器
强制来自设定点接口的电流等于来
结构AD8302的一般形式如图2所示。主要模块包括两个解调对数放大器、相位检测器、输出放大器、偏置单元和输出参考电压缓冲器。对数放大器和鉴相器对高频信号进行处理，并将电流形式的增益和相位信息传递给输出放大器。输出放大器决定最终增益和相位缩放。外部滤波电容器为各自的输出设置平均时间常数。参考缓冲器提供一个1.80 V的参考电压来跟踪内部缩放常数。每个对数放大器由6个10分贝级联增益级联和7个相关探测器组成。单个增益级具有超过5ghz的3 dB带宽。信号路径完全差分，以减小共模信号和噪声的影响。由于级联增益共60db，微弱的直流偏置会导致后级限，这可能会导致小信号的测量误差。这是通过一个反馈循环来纠正的。该环路的标称高通角频率fHP在内部设置为200mhz，但可以通过向OFSA和OFSB引脚增加外部电容来降低。频率远低于高通角的信号与直流偏移量无法区分，也为零。对数放大器输出的差异是通过电流的形式表示,由等式2类推而得:其中ILA和ISLP分别为对数放大器的输出电流差和特征斜率(电流)。斜率是由一个精确的参考，设计城温度和电源电压不敏感。相位检测器对其两个输入使用完全对称的结构，以保持沿两个信号路径的平衡延迟。完全差分信号再次将对共模扰动的灵敏度降到最低。电流型等效方程3:其中IPD和IΦ分别为相检波器的输出电流和特征斜率。斜率与对数放大器斜率的参考值相同。注意，按照惯例，相位差的取值范围是从180到+180。由于这种类型的鉴相器不区分±90，所以它被认为有一个明确的180相位差范围，可以是0到+180(以+90为中心)，也可以是0到-180(以-90为中心)。两个输出接口的基本结构如图3所示。它接受一个设定值输入，包括一个内部积分/平均电容和一个带增益k的缓冲放大器。对这些设定值的外部访问提供了几种操作模式，并允许灵活地调整增益和相位传输特性。以跨电阻RF为特征的设置点接口块生成与输入引脚、MSET或PSET的电压成比例的电流。为了建立增益和相位函数的中心点(VCP)，在内部引入了900 mV的精确偏移电压，即，对应于增益为0 dB和相位差为90的设定值电压。这个设定值电流从信号电流IIN中减去，IIN来自增益通道中的对数放大器或相位检测器。所产生的差异被集成在MFLT或PFLT的平均电容
安培和相位检测器的信号电流。闭环传递函数四个引脚的内部dc偏置
：时间常数T表示单距正电源，约mV100 需要外部交流耦合到输入信号并接地。对于信号引脚，
耦合电容应在信号频率
上提供可忽略的阻抗。对于接地脚，耦合
极响应按dB缩放的增益和按度缩放的相位函数的包
电容具有两种功能:交流接地和设置内偏置补偿回
络线。一个小的内部电容设置最大的包
路的高通角频率。有一个内部10 pF电容接地，设置最大的角
络带宽约为30兆赫。如果不使用外部CFLT, AD8302可以在
约200兆赫。根据公fHP式 (MHz) = 2/CC(nF)可以降低
此带宽内跟随增益和相位包线。如
转CC为角，其中OFSA或OFSB到地
果需要较长的平均时间， T (ns) =根据3.3 CAVE(pF)，可以
面的总I10pf。对电容，包括内部的NPA和INPB的输入阻
根据需要添LCF加T。为了获得最小超调的最
抗是频率、偏置补偿
佳瞬态响应，建议引脚MFLT和PFL在T上添加1 pF最小值的外部电容。在低频
电容和包寄PfH生的函数。在中等的频率高于,输入
网络的分流电阻与3 kΩ可以2 pF电容器并联。在
更高的频率,分流电阻减少大500Ω约。图6中的Smith图表
显100 MHz到示了3 GHz频率范围内的输入阻
抗。耦合
条件下，由式4和式5给出的增益和相位传递函数
变为如图：5所示。式8b中，PINA和PINB为VINA和VINB在特定参考阻
电容信号侧的宽带电阻端部可用于匹配给定的源阻
抗。终端RT：其中电阻RIN为输入电阻，RS为源阻
抗时的功PRFISL率。对于增益函数，表示的斜率为600mv / decade，或
抗。在较高的频率
者除20db / decade，等于30mv /dB。0 dB以增益的中心点为900mV, 30 dB到+30 dB的范围
下，可能需要进行无功窄带匹配来排除输入阻
抗的无功部分。双对数放大器结构的一个重要特性是，如
覆盖0 V到1.8 V了从的整个电压范围。RFIΦ代
果两个通道频率相同，且具有相同的输入
表相位函数的斜率10 mV /度。90°相位差的中心点为900 mV, 0到180的范围
网络，那么阻抗不匹配和反射损耗本质上成为共模，
因此不会影响相对增益和相位测量。然
覆盖v1.8 V到0从的整个电压范围。0到180的范围
而，这些外部组件的不匹配可能导致测量错误。动
覆盖相同的电压范围，但斜率相反。接口到输入通道两个通道的单
态范围增益
子系统的最大测量范围被限制-30 dB为从到+30 dB分
布的60 dB。这意味着增益和衰减都可以测量。这些限
制是由每个单独检测到的最小和最大电平决定的。AD8302,的对数放大器可以每个对数放大器可以检测输入从-73伏
特分贝(223μV -60 dBm re: 50Ω）
到-13伏,(223 mV特分贝 0 dBm re: 50Ω)]。注意，对数放大器对电压而不是
功率有响应。同等
功率能推断出给定一个阻抗水,平例如,将从
伏特分贝到dBm转换在50Ω系统中,只需添加13分贝。为了
覆盖整个范围，有必要对一个对数放大器应用一个参考电平，该电平
恰好对应于它的中程。AD8302,这个级别是在-43伏
特分贝,对应于-30dbm在50Ω环
境中。另一个通道现在可以从它的低
端扫频，低于中档30分贝，到它的高端扫频，高于中
档30分贝。如果基准从中程偏移，一些测量范围将在
极值处丢失。这种情况可能发生在对数
安培超出了范围，或者到达地面或1.8 V的轨
道时。图7说明了引用通道级别放置的效果。如
果选择比中值低10 dB的参考电压，那么下是限将-20 dB，而不是-30 dB。如
果所选择的引用比基准
高10 dB，则上20 限将为dB，而不是30 dB。
端输入接口是相同的。每个通道的组成为两个
驱INPA和INPB动引脚、和两个ac接地引脚、OFSA和OFSB。所有
自对数
重新定位回其初始0 值dB，只需要对分压器中
较低电阻的接地侧施加适当的电压。该电压可以由外部提供，也可以由引脚VREF上
的内部参考电压导出。的具
体选择R2 = 20 kΩ中心点很
容易调整为0 dB通过连直接接VREF连到R2的低电压
端，如图9所示。斜度的增加现在简化 1 +为R1/10 kΩ。由于这个1.80 V的参考电压来自于确定标称中心点的相同带
符号相反，其传递特性如图5所示。相位检测器响应两个输入通道
隙基准，因此与固定的外部电压相比，它
之间零点交叉的相对位置。在
们随温度、电源和部件间变化的跟踪效
较高的频率下，有限的振幅有限输入的上升
果应该更好。如果在前面的例子中，将斜率加
和下降时间造成了一种模糊的情况，导致在0和180极
倍的中心点移动到0 dB，则=VMAG 范围从 0 V时的15 dB扩展
限处无法进入死区。为了获得最大的相位差
到VMAG = 1.8 V时的15 dB。比
覆盖范围，应该将基准相位差设置为90。幅
较器和控制器模式如
果在图10所示的安排中使用DUT作为要评估的元
度和相位的交叉调制在高频
素，那么AD8302也可以在比较器模式下运行。VMAG和VPHS引脚不再
情况下，由于片上寄生和板级寄生，A、B通道信号
连PMSET和接到SET。增益和相位差比
之间不可避免地会发生非故意的交叉耦合
较的跳点阈值由施TMSE加于引脚和PSET上
。当向AD8302输入端提供的两个信号处于非常不同的电平时，
的电压决定其中GainSP (dB)：和PhaseSP(°)是
交叉耦合引入了相位和幅度响应的
交叉调制。如果这两个信号保持在相同的相对电平，并
且它们之间的相位被调制，那么只有相位输出应该响应。由于相位-幅
值交叉调制，幅值输出
期望的增益和相位阈
呈现残差响应。当调制幅度差时，相对相位保持不
值。如果两个输入通道之间的实际增益和相位与这些
变，即，通过幅相交叉调制，可以观察到预期
阈值不同，VMAG和则VPHS的输出会像比
的幅值响应和残余相响应。这些影响显著于点取决于信号频率和差值的大小。通常，对于小的20 dB的差异，在900mhz时
较器一样切换，即：通过关
交叉调制的影响可以
忽略不计。修改
斜率和中心点默
认的斜率和中心点值可以通过添加外部电阻来修改
。由于输出接口块对于幅度函数和相位函数都
是通用的，因此缩放修改技术对于两个输出都是同
样有效的。图8演示了如何VPHSVMAG和使用从引脚到MSET和PSET引脚的
简单分压器来修改
斜率。斜率的增加是由1 + R1 / (R220 kΩ)。请
注意,可能需要考输入阻MSET虑PSET和抗20 kΩ制造公
差为±20%。在这样的反馈系统中，通常情况下
，包络线带宽降低，从输入端传输的输出噪声增加相同的
因素通过。例如,R1 10kΩ和R2 20 k
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